Ljudförstärkare av klass D: Vad, varför och hur

Klass D -förstärkare, som först föreslogs 1958, har blivit allt populärare under de senaste åren. Vad är klass D -förstärkare? Hur jämför de med andra typer av förstärkare? Varför är klass D av intresse för ljud? Vad behövs för att göra en "bra" ljudklass D -förstärkare? Vilka är funktionerna i ADI: s klass D -förstärkarprodukter? Hitta svaren på alla dessa frågor på följande sidor.

Ljudförstärkare

Målet med ljudförstärkare är att reproducera inmatningsljudsignaler vid ljudproducerande utgångselement, med önskad volym och effektnivåer, fat, effektivt och vid låg distorsion. Ljudfrekvenser sträcker sig från cirka 20 Hz till 20 kHz, så förstärkaren måste ha ett bra frekvensrespons över detta intervall (mindre när man kör en bandbegränsad högtalare, till exempel enbashögtalareeller atweeter). Kraftfunktioner varierar mycket beroende på applikationen, från Milliwatts i hörlurar, till några watt i TV eller PC-ljud, till tiotals watt för "mini" hemstereos och fordonsljud, till hundratals watt och därefter för mer kraftfulla hem- och kommersiella ljudsystem-och för att fylla teatrar eller auditorier med ljud.

En enkel analog implementering av en ljudförstärkare använder transistorer i linjärt läge för att skapa en utgångsspänning som är en skalad kopia av ingångsspänningen. Framspänningsförstärkningen är vanligtvis hög (minst 40 dB). Om den främre förstärkningen är en del av en återkopplingsslinga, övergripandeslingförstärkningkommer också att vara hög. Feedback används ofta eftersom hög slingförstärkning förbättrar prestationsstuderingsförvrängning orsakad av olinjäriteter i framåtvägen och minskar strömförsörjningsbruset genom att öka kraftförsörjningsavstötningen (PSR).

Klass D -förstärkarfördelen

I en konventionell transistorförstärkare,framstegInnehåller transistorer som levererar den omedelbara kontinuerliga utgångsströmmen. De många möjliga implementeringarna för ljudsystem inkluderar klasser A, AB och B. jämfört medKlass DDesigner, utgångsstegets kraftfördelning är stor i även den mest effektivalinjärutgångssteg. Denna skillnad ger klass D betydande fördelar i många applikationer eftersom den lägre effektavledningen producerar mindre värme, sparar kretskortutrymme och kostnad och förlänger batteritiden i bärbara system.

Linjära förstärkare, klass D -förstärkare och kraftavbrott

Linjära utgångssteg är direkt anslutna till högtalaren (i vissa fall via kondensatorer). Om bipolära övergångstransistorer (BJT) används i utgångssteget fungerar de i allmänhet i det linjära läget, med stora samlaremitterspänningar. Utgångssteget kan också implementeras med MOS -transistorer, såsom visas i figur 1.

Figur 1. CMOS Linjär utgångssteg.

Kraft sprids i alla linjära utgångssteg, eftersom processen för att genereraV_UT oundvikligen orsakar icke -nollI_Ds ochV_Ds i minst en utgångstransistor. Mängden kraftfördelning beror starkt på metoden som används för att förspänna utgångstransistorerna.

DeKlass ATopologin använder en av transistorerna som en likströmskälla som kan leverera den maximala ljudström som krävs av högtalaren. God ljudkvalitet är möjlig med klass A-utgångssteget, men kraftavledningen är överdriven eftersom en stor DC-förspänningsström vanligtvis flyter i utgångsstegettransistorer(där vi inte vill ha det), utan att levereras tillhögtalare(där vi vill ha det).

DeKlass BTopologin eliminerar DC -förspänningsströmmen och sprider sig betydligt mindre kraft. Dess utgångstransistorer styrs individuellt på ett push-pull-sätt, vilket gör att MH-enheten kan leverera positiva strömmar till högtalaren och ML för att sjunka negativa strömmar. Detta minskar utgångsstegets kraftfördelning, med endast signalström som genomförs genom transistorerna. Klass B -kretsen har dock sämre ljudkvalitet, på grund av olinjärt beteende (övergångsförvrängning) När utgångsströmmen passerar genom noll och transistorerna förändras mellan på och av -förhållanden.

Klass AB, en hybridkompromiss av klasserna A och B, använder lite DC -förspänningström, men mycket mindre än en ren klass A -design. Den lilla DC -förspänningsströmmen är tillräcklig för att förhindra crossover -distorsion, vilket möjliggör god ljudkvalitet. Kraftsspridning, även om mellan klass A och klass B -gränser vanligtvis är närmare klass B. En del kontroll, liknande den för klass B -kretsen, behövs för att tillåta klass AB -kretsen att leverera eller sjunka stora utgångsströmmar.

Tyvärr har till och med en väl utformad klass AB-förstärkare betydande kraftfördelning, eftersom dess mellanslagspänningar i allmänhet är långt ifrån antingen de positiva eller negativa leveransskenorna. De stora dräneringskällspänningsdropparna ger således betydandeI_Ds × V_DsOmedelbar kraftfördelning.

Tack vare en annan topologi (figur 2),Klass DFörstärkare sprider mycket mindre kraft än något av ovanstående. Dess utgångssteg växlar mellan de positiva och negativa kraftförsörjningarna för att producera ett tåg med spänningspulser. Denna vågform är godartad för kraftavbrott, eftersom utgångstransistorerna har nollström när de inte växlar och har lågV_Ds När de leder aktuell, vilket ger mindreI_Ds × V_Ds.

Bild 2. Klass D Open-Loop-Bifier Block Diagram.

Eftersom de flesta ljudsignaler inte är pulståg måste en modulator inkluderas för att konvertera ljudingången till pulser. Frekvensinnehållet i pulserna inkluderar både önskad ljudsignal och betydande högfrekvensenergi relaterad till moduleringsprocessen. Ett lågpassfilter sätts ofta in mellan utgångssteget och högtalaren för att minimera elektromagnetisk störning (EMI) och undvika att köra högtalaren med för mycket högfrekvensenergi. Filtret (figur 3) måste vara förlustfritt (eller nästan så) för att behålla kraftdissipationsfördelen för växlingsutgångssteget. Filtret använder normalt kondensatorer och induktorer, med det enda avsiktligt dissipativa elementet är högtalaren.

Figur 3. Differentialomkopplingsutgångssteg och LC lågpassfilter.

Figur 4 jämför idealisk utgångsstegfördelning (P_Disser) för klass A och klass B -förstärkare med uppmätt spridning för AD1994 klass D -förstärkare, planerad mot kraft levererad till högtalaren (P_LADDA), med tanke på en ljudfrekvens sinusvågsignal. Effektantalet normaliseras till effektnivån,P_LADDAmax, där sinus är tillräckligt klippt för att orsaka 10% total harmonisk distorsion (THD). Den vertikala linjen indikerarP_LADDAdär klippet börjar.

Figur 4. Power Dispipation i klass A, klass B och klass D -utgångssteg.

Betydande skillnader i kraftfördelning är synliga för ett brett spektrum av belastningar, särskilt vid höga och måttliga värden. I början av klippning är spridning i klass D-utgångssteget cirka 2,5 gånger mindre än klass B, och 27 gånger mindre än klass A. Observera att mer kraft konsumeras i klass A-utgångssteget än som levereras till talaren-en konsekvens av att använda den stora DC-förspänningsströmmen.

Utgångsstegeffektivitet,Avgränsning, definieras som

I början av klippningen,Avgränsning= 25% för klass A -förstärkaren, 78,5% för klass B -förstärkaren och 90% för klass D -förstärkaren (se figur 5). Dessa bästa fall för klass A och klass B är de som ofta citeras i läroböcker.

Figur 5. Krafteffektivitet för klass A, klass B och klass D -utgångssteg.

Skillnaderna i kraftfördelning och effektivitet utvidgas vid måttliga effektnivåer. Detta är viktigt för ljud, eftersom långsiktiga genomsnittliga nivåer för hög musik är mycket lägre (av faktorer på fem till 20, beroende på typ av musik) än de omedelbara toppnivåerna, som tillvägagångssättP_LADDAmax. Således för ljudförstärkare, [P_LADDA = 0.1 × P_LADDAmax] är en rimlig genomsnittlig effektnivå att utvärderaP_Disser. På denna nivå är klass D-utgångsstadiet nio gånger mindre än klass B och 107 gånger mindre än klass A.

För en ljudförstärkare med 10- WP_LADDAmax, ett genomsnittP_LADDAav 1 W kan betraktas som en realistisk lyssningsnivå. Under detta tillstånd sprids 282 MW inuti klass D -utgångssteget, mot 2,53 W för klass B och30.2 WFör klass A. I detta fall reduceras klass D-effektiviteten till 78%-från 90% vid högre effekt. Men till och med 78% är mycket bättre än klass B och klass A -effektivitet -28% respektive 3%.

Dessa skillnader har viktiga konsekvenser för systemdesign. För effektnivåer över 1 W kräver den överdrivna spridningen av linjära utgångssteg betydande kylningsåtgärder för att undvika oacceptabel uppvärmning genom att använda stora metallplattor som kylflänsar, eller fläktar för att blåsa luft över förstärkaren. Om förstärkaren implementeras som en integrerad krets kan ett skrymmande och dyrt termiskt förbättrat paket behövas för att underlätta värmeöverföring. Dessa överväganden är besvärliga i konsumentprodukter som platt-TV-apparater, där utrymme är på ett premium-eller-fordonsljud, där trenden är mot att pressa högre kanal räknas till ett fast utrymme.

För effektnivåer under 1 W kan bortkastad kraft vara mer svårigheter än värmeproduktion. Om det drivs från ett batteri skulle ett linjärt utgångssteg tömmas snabbare än en klass D -design. I exemplet ovan förbrukar klass D-utgångssteget 2,8 gånger mindre tillförselström än klass B och 23,6 gånger mindre än klass A-resulterande i en stor skillnad i livet för batterier som används i produkter som mobiltelefoner, PDA och MP3-spelare.

För enkelhets skull har analysen hittills uteslutande fokuserat på förstärkarenproduktionstadier. Men när alla källor till kraftförstörelse i förstärkaresystemet beaktas, kan linjära förstärkare jämför mer gynnsamt med klass D-förstärkare vid låga utgångsnivåer. Anledningen är att kraften som behövs för att generera och modulera växlingsvågformen kan vara betydande på låga nivåer. Således kan den systemomfattande lugna spridningen av väl utformade låg-till-måttliga kraftklass AB-förstärkare göra dem konkurrenskraftiga med klass D-förstärkare. Klass D Power Dispipation är dock utan tvekan överlägsen för de högre utgångseffekten.

Klass D-förstärkare terminologi och differentiell kontra enskilda versioner

Figur 3 visar en differentiell implementering av utgångstransistorerna och LC -filter i en klass D -förstärkare. DettaHbronhar tvåhalvbryggVäxlingskretsar som levererar pulser med motsatt polaritet till filtret, som omfattar två induktorer, två kondensatorer och högtalaren. Varje halvbrygg innehåller två utgångstransistorer-en högsidan transistor (MH) ansluten till den positiva strömförsörjningen och en lågsidan transistor (ML) ansluten till den negativa tillförseln. Diagrammen här visar högsidanpMOS -transistorer. HögsidannMOS-transistorer används ofta för att minska storlek och kapacitans, men speciella gate-drive-tekniker krävs för att kontrollera dem (vidare läsning 1).

Hela H-bryggkretsar går vanligtvis från en enda leverans (v_DD), med mark som används för den negativa tillförselterminalen (v_Ss). För en given v_DDoch v_Ss, bronens differentiella natur innebär att den kan leverera dubbelt så mycket som utsignalen och fyra gånger utgångseffekten för enstaka implementeringar. Halvbryggkretsar kan drivas från bipolära strömförsörjning eller en enda tillförsel, men enstaka versionen innebär en potentiellt skadlig DC-förspänning, v_DD\/2, över högtalaren, såvida inte en blockerande kondensator läggs till.

Strömförsörjningsspänningsbussarna i halvbronkretsar kan "pumpas" utöver deras nominella värden av stora induktorströmmar från LC-filtret. DV\/DT för pumpövergående kan begränsas genom att lägga till stora frikopplingskondensatorer mellan V_DDoch v_Ss. Helbryggkretsar lider inte av busspumpning, eftersom induktorström som strömmar in i en av halvbryggorna flyter ut ur den andra, vilket skapar en lokal strömslinga som minimalt stör strömförsörjningen.

Faktorer i Audio Class D -förstärkaresign

Den lägre kraftfördelningen ger en stark motivation att använda klass D för ljudapplikationer, men det finns viktiga utmaningar för designern. Dessa inkluderar:

Val av utgångstransistorstorlek

Produktionsskydd

Ljudkvalitet

Moduleringsteknik

Emi

LC -filterdesign

Systemkostnad

Val av utgångstransistorstorlek

Utgångstransistorstorleken väljs för att optimera effektavledningen över ett brett spektrum av signalförhållanden. Se till attV_Dsförblir liten när man leder stortI_Ds kräver motstånd (R_PÅ) av utgångstransistorerna att vara små (vanligtvis {{0}}. 1 ohm till 0,2 ohm). Men detta kräver stora transistorer med betydande grindkapacitans (C_G). Gate-drive-kretsarna som byter kapacitans konsumerar kraft-Cv²f, varC är kapacitansen,V är spänningsförändringen under laddningen, ochf är omkopplingsfrekvensen. Denna "växlingsförlust" blir överdriven om kapacitansen eller frekvensen är för hög, så det finns praktiska övre gränser. Valet av transistorstorlek är därför en avvägning mellan att minimeraI_Ds × V_Ds förluster under ledning kontra minimeringväxlandeförluster. Ledande förluster kommer att dominera kraftavbrott och effektivitet vid höga utgångseffektnivåer, medan spridning domineras av att byta förluster vid låga utgångsnivåer. Krafttransistortillverkare försöker minimeraR_PÅ × C_G Produkt av sina enheter för att minska den totala kraftfördelningen vid växlingsapplikationer och för att ge flexibilitet i valet av att byta frekvens.

Skydda utgångssteget

Utgångssteget måste skyddas från ett antal potentiellt farliga förhållanden:

Överhettning: Klass D: s utgångsstadi-kraftfördelning, även om den är lägre än för linjära förstärkare, kan fortfarande nå nivåer som äventyrar utgångstransistorerna om förstärkaren tvingas leverera mycket hög effekt under lång tid. För att skydda mot farlig överhettning behövs temperaturövervakningskontrollkretsar. I enkla skyddsscheman stängs utgångssteget när dess temperatur, mätt med en-chip-sensor, överskrider entermisk avstängningsäkerhetströskel och hålls av tills den svalnar. Sensorn kan tillhandahålla ytterligare temperaturinformation, bortsett från den enkla binära indikationen om temperaturen har överskridit avstängningsgränsen. Genom att mäta temperaturen kan styrkretsarna gradvis minska volymnivån, minska kraftavledningen och hålla temperaturen väl inom gränserna i hela tvingande märkbara tystnadsperioder under termiska nedbrytningshändelser.

Överdriven strömflöde i utgångstransistorerna: Den lågapåMotståndet för utgångstransistorerna är inte ett problem om utgångssteget och högtalarterminalerna är korrekt anslutna, men enorma strömmar kan resultera om dessa noder är oavsiktligt kortslutna till varandra eller till de positiva eller negativa kraftförsörjningen. Om de inte kontrolleras kan sådana strömmar skada transistorerna eller omgivande kretsar. Följaktligen behövs strömavkännande utgångsöverföringskretsar. I enkla skyddsscheman stängs utgångssteget om utgångsströmmarna överskrider en säkerhetsgräns. I mer sofistikerade scheman matas den nuvarande sensorutgången tillbaka till förstärkaresökande för att begränsa utgångsströmmen till en maximal säker nivå, samtidigt som förstärkaren kan köras kontinuerligt utan att stänga av. I dessa system kan avstängning tvingas som en sista utväg om försöket begränsar sig ineffektivt. Effektiva strömbegränsare kan också hålla förstärkaren igång säkert i närvaro av tillfälligt stora övergående strömmar på grund av högtalaresonanser.

Underspark: De flesta omkopplingsutgångsstegkretsar fungerar bara bra om de positiva strömförsörjningsspänningarna är tillräckligt höga. Problem resulterar om det finns enundersparkskick, där leveranserna är för låga. Denna fråga hanteras vanligtvis av enundersparkKretsen, som tillåter utgångsstegen att bara fungera om strömförsörjningsspänningarna är över en tröskel för undervoltagslock.

Output Transistor Turn-On Timing: MH- och ML -utgångsstegtransistorerna (figur 6) har mycket lågapåmotstånd. Det är därför viktigt att undvika situationer där både MH och ML är på samtidigt, eftersom detta skulle skapa en lågresistensväg från V_DDtill v_Ssgenom transistorerna och en storgenomgåendenuvarande. I bästa fall kommer transistorerna att värma upp och slösa bort kraft; I värsta fall kan transistorerna skadas.MakeKontrollen av transistorerna förhindrar att skjutvillkoret genom att tvinga båda transistorerna innan de stänger av en. Tidsintervallen där båda transistorerna är av kallasicke -överlappningellerdödtid.

Figur 6. Break-fore-Make-omkoppling av utgångsstegtransistorer.

Ljudkvalitet

Flera frågor måste tas upp för att uppnå god övergripande ljudkvalitet i klass D -förstärkare.

Klick och pops, som inträffar när förstärkaren slår på eller av kan vara mycket irriterande. Tyvärr är de emellertid enkla att införa i en klass D-förstärkare om inte noggrann uppmärksamhet ägnas åt modulatortillstånd, utgångsstadi och LC-filtertillstånd när förstärkaren dämpas eller ommutas.

Signal-till-brusförhållande (SNR):För att undvika hörbar väsen från förstärkarbrusgolvet bör SNR vanligtvis överstiga 90 dB i lågeffektförstärkare för bärbara applikationer, 100 dB för medeleffektkonstruktioner och 110 dB för högeffektkonstruktioner. Detta kan uppnås för en mängd olika förstärkningsimplementeringar, men enskilda bruskällor måste spåras under förstärkaresign för att säkerställa en tillfredsställande total SNR.

Distorsionsmekanismer:Dessa inkluderar olinjäriteter i moduleringstekniken eller modulatorimplementeringen-och den döda tiden som används i utgångssteget för att lösa genomgående strömproblem.

Information om ljudsignalnivån är vanligtvis kodad i bredderna för klass D -modulatorutgångspulserna. Att lägga till död tid för att förhindra att utgångssteg-genomströmmar introducerar ett olinjärt tidsfel, vilket skapar snedvridning vid högtalaren i proportion till tidsfelet i förhållande till den ideala pulsbredden. Den kortaste döda tiden som undviker skötning är ofta bäst för att minimera snedvridning; Se vidare läsning 2 för en detaljerad designmetod för att optimera distorsionsprestanda för växlingsutgångssteg.

Andra distorsionskällor inkluderar: missanpassning av stigning och falltider i utgångspulserna, missanpassning i tidsegenskaperna för utgångstransistor-grind-drivkretsarna och olinjäriteter i komponenterna i LC-lågpassfiltret.

Power-Supply avstötning (PSR):I kretsen i figur 2 är kraftförsörjningsbrus nästan direkt till högtalaren med mycket lite avslag. Detta inträffar eftersom utgångsstaden transistorer ansluter strömförsörjningen till lågpassfiltret genom ett mycket lågt motstånd. Filtret avvisar högfrekventa brus, men är utformat för att passera alla ljudfrekvenser, inklusive brus. Se vidare läsning 3 för en bra beskrivning av effekten av kraftförsörjningsbrus i enstaka och differentiella växlingsutgångskretsar.

Om varken distorsion eller maktförsörjningsfrågor tas upp är det svårt att uppnå PSR bättre än 1 0 db, eller total harmonisk distorsion (THD) bättre än 0,1%. Ännu värre är att THD tenderar att vara den dåliga klingande höga ordningen.

Lyckligtvis finns det bra lösningar på dessa problem. Att använda feedback med hög slingförstärkning (som görs i många linjära förstärkarkonstruktioner) hjälper mycket. Feedback från LC-filterinmatningen kommer att förbättra PSR och dämpa alla icke-LC-filterförvrängningsmekanismer. LC -filter -olinjäriteter kan dämpas genom att inkludera högtalaren i återkopplingsslingan. Audiophile-ljudkvalitet med PSR> 6 0 db och THD <0,01% kan uppnås i väl utformade slutgiltiga klass D-förstärkare.

Feedback komplicerar emellertid förstärkardesignen, eftersom slingstabilitet måste tas upp (en icke-triviell övervägande för högordningsdesign). Kontinuerlig analog återkoppling är också nödvändig för att fånga viktig information om pulstimingfel, så kontrollslingan måste inkludera analoga kretsar för att bearbeta återkopplingssignalen. Vid implementeringar av integrerad kretsförstärkare kan detta öka formen.

För att minimera IC -kostnader föredrar vissa leverantörer att minimera eller eliminera analogt kretsinnehåll. Vissa produkter använder en digital öppen slingmodulator, plus en analog-till-digital omvandlare för att avkänna kraftförsörjningsvariationer och justera modulatorns beteende för att kompensera, som föreslagits i ytterligare läsning 3. Detta kan förbättra PSR, men kommer inte att ta itu med några av distorsionsproblemen. Andra digitala modulatorer försöker förkompensera för förväntade tidsfel för utgångssteg eller korrigera för modulatorn nonidealities. Detta kan åtminstone delvis hantera vissa distorsionsmekanismer, men inte alla. Applikationer som tolererar ganska avslappnade krav på ljudkvalitet kan hanteras av dessa typer av öppen slingförstärkare, men någon form av feedback verkar nödvändig för bästa ljudkvalitet.

Moduleringsteknik

Klass D -modulatorer kan implementeras på många sätt, stödd av en stor mängd relaterad forskning och immateriell egendom. Den här artikeln kommer bara att introducera grundläggande begrepp.

Alla klass D -moduleringstekniker kodar information om ljudsignalen till en ström av pulser. Generellt sett pulsenbreddär kopplade till amplituden hos ljudsignalen, och spektrumet för pulserna inkluderar den önskade ljudsignalen plus oönskade (men oundvikligt) högfrekventa innehåll. Den totala integrerade högfrekventa kraften i alla scheman är ungefär densamma, eftersom den totala kraften i tidsdomänvågformerna är liknande, och genom Parsevals teorem måste kraften i tidsdomänen vara lika kraft i frekvensdomänen. Emellertid varierar fördelningen av energin mycket: i vissa scheman finns det höga energitoner ovanpå ett lågt brusgolv, medan energin i andra scheman formas så att toner elimineras men brusgolvet är högre.

Den vanligaste moduleringstekniken ärmodulering av pulsbredden(PWM). Konceptuellt jämför PWM inmatningsljudsignalen med en triangulär eller rampande vågform som körs vid en fastbärarefrekvens. Detta skapar en ström av pulser vid bärfrekvensen. Inom varje period av bäraren är pliktförhållandet för PWM -pulsen proportionell mot ljudsignalens amplitud. I exemplet i figur 7 är ljudingången och den triangulära vågen båda centrerade kring 0 V, så att för 0 ingång är tullförhållandet för utgångspulserna 5 0%. För stora positiva input är det nära 100%, och det är nära 0% för stor negativ ingång. Om ljudamplituden överstiger den för triangelvågen,fullständig moduleringinträffar, där pulståget slutar växla, och tullförhållandet inom enskilda perioder är antingen 0% eller 100%.

Figur 7. PWM -koncept och exempel.

PWM är attraktivt eftersom det tillåter 100- db eller bättre ljudband SNR vid PWM-bärfrekvenser på några hundra kilohertz-låga nog för att begränsa växlingsförluster i utgångssteget. Många PWM-modulatorer är också stabila upp till nästan 100% modulering, i koncept som tillåter hög utgångspunkt till överbelastningspunkten. PWM har emellertid flera problem: för det första lägger PWM -processen i sig i sig snedvridning i många implementeringar (vidare läsning 4); Därefter producerar harmonik av PWM -bärfrekvensen EMI inom AM -radiobandet; Och slutligen blir PWM -pulsbredder mycket små nära full modulering. Detta orsakar problem i de flesta avkopplingsgrindareskretsar-Med sin begränsade drivförmåga kan de inte växla ordentligt med de överdrivna hastigheter som behövs för att reproducera korta pulser med bredd av några nanosekunder. Följaktligen är fullständig modulering ofta ouppnåelig i PWM-baserade förstärkare, vilket begränsar maximal uppnåelig utgångseffekt till något mindre än den teoretiska maximala som endast betraktar kraftförsörjningsspänning, transistorpåmotstånd och högtalarimpedans.

Ett alternativ till PWM ärmodulering av pulsäthet(PDM), där antalet pulser i ett givet tidsfönster är proportionellt mot medelvärdet för inmatningsljudsignalen. Enskilda pulsbredder kan inte vara godtyckliga som i PWM, utan är istället "kvantiserade" till multiplar av modulatorklockperioden. 1- bit Sigma-delta-modulering är en form av PDM.

Mycket av den högfrekventa energin i Sigma-Delta distribueras över ett brett spektrum av frekvenser, och inte koncentrerad i toner vid multiplar av en bärfrekvens, som i PWM-tillhandahållande Sigma-Delta-modulering med en potentiell EMI-fördel jämfört med PWM. Energi finns fortfarande vid bilder av PDM -provtagningsfrekvensen; Men med typiska klockfrekvenser från 3 MHz till 6 MHz är bilderna utanför ljudfrekvensbandet och dämpas starkt av LC Low-Pass-filtret.

En annan fördel med Sigma-Delta är att minsta pulsbredd är en provtagningsperiod, även för signalförhållanden som närmar sig full modulering. Denna underlättar grinddrivare design och tillåter säker drift till teoretisk full kraft. Icke desto mindre används 1- bit Sigma-delta-modulering inte ofta i klass D-förstärkare (vidare läsning 4) eftersom konventionella 1- Bitmodulatorer endast är stabila till 50% modulering. Dessutom behövs minst 64 × översampling för att uppnå tillräckligt med ljudbands-SNR, så att typiska utgångsdatahastigheter är minst 1 MHz och effekteffektiviteten är begränsad.

Nyligen,självsammareFörstärkare har utvecklats, såsom den i vidare läsning 5. Denna typ av förstärkare innehåller alltid en återkopplingsslinga, med egenskaper hos slingan som bestämmer växlingsfrekvensen för modulatorn, istället för en externt tillhandahållen klocka. Högfrekvensenergi fördelas ofta jämnare än i PWM. Utmärkt ljudkvalitet är möjlig, tack vare feedbacken, men slingan är självsamvande, så det är svårt att synkronisera med andra växlingskretsar eller ansluta till digitala ljudkällor utan att först konvertera det digitala till analog.

Helbronkretsen (figur 3) kan använda "3- tillstånd" -modulering för att minska differentiell EMI. Med konventionell differentiell drift måste utgångspolariteten för halvbrygg A vara motsatt till den för halvbrygg B. Endast två differentiella driftstillstånd finns: utgång en hög med utgång B låg; och en låg med B hög. Två ytterligare stater vanligt läge finns emellertid, där båda halvbryggutgångarna är samma polaritet (båda höga eller båda låga). En av dessavanlig lägeTillstånd kan användas i samband med de differentiella tillstånden för att producera {{0}} tillståndsmodulering där differentiell ingång till LC -filtret kan vara positiv, 0, eller negativ. Stillståndet 0 kan användas för att representera låga effektnivåer, istället för att växla mellan det positiva och negativa tillståndet som i ett 2- tillståndsschema. Mycket liten differentiell aktivitet sker i LC-filtret under 0-tillståndet, vilket minskar differentiell EMI, även om det faktiskt ökar EMI-läget. Differentialfördelen gäller endast vid låga effektnivåer, eftersom de positiva och negativa tillstånden fortfarande måste användas för att leverera betydande kraft till högtalaren. Den varierande stämningsnivån för vanlig läge i 3- tillståndsmoduleringsscheman presenterar en designutmaning för förstärkare med sluten slinga.

Tämjande EMI

Högfrekventa komponenterna i klass D-förstärkare utmatning förtjänar allvarlig övervägande. Om inte ordentligt förstås och hanteras, kan dessa komponenter generera stora mängder EMI och störa drift av annan utrustning.

Två typer av EMI är oroande: signaler som strålas ut i rymden och de som utförs via högtalar- och kraftförsörjningsledningar. Klass D -moduleringssystemet bestämmer enbaslinjeSpektrum för komponenterna i genomförda och utstrålade EMI. Vissa konstruktionstekniker på kort kan emellertid användas för att minska EMI som släpps ut av en klass D-förstärkare, trots dess baslinjespektrum.

En användbar princip är att minimera området med slingor som bär högfrekventa strömmar, eftersom styrka hos tillhörande EMI är relaterad till slingområdet och närheten av slingor till andra kretsar. Till exempel bör hela LC -filtret (inklusive ledarnas ledningar) läggas ut så kompakt som möjligt och hållas nära förstärkaren. Spår för nuvarande driv- och returvägar bör hållas tillsammans för att minimera slingområden (att använda tvinnade par för högtalartrådarna är till hjälp). En annan plats att fokusera är på de stora laddningstransienterna som inträffar när du byter grindkapacitansen för utgångsstaden. Generellt kommer denna avgift från enreservoarKapacitans, bildar en nuvarande slinga som innehåller båda kapacitanserna. EMI -påverkan av transienter i denna slinga kan minskas genom att minimera slingområdet, vilket innebär att placera reservoarkapacitansen så nära som möjligt för de (erna) som den laddas.

Det är ibland bra att infoga RF -kvävningar i serie med strömförsörjningen för förstärkaren. Korrekt placerade kan de begränsa högfrekventa övergående strömmar till lokala slingor nära förstärkaren, istället för att genomföras på långa avstånd nerför strömförsörjningsledningarna.

Om gate-drive nonoverlap-tiden är mycket lång, kan induktiva strömmar från högtalaren eller LC-filtret framåt förspänningsparasitdioder vid terminalerna för utgångsstegtransistorerna. När nonoverlap -tiden slutar ändras förspänningen på dioden från framåt till omvänd. Stora omvänd återhämtningsströmspikar kan flyta innan dioden helt stängs av, vilket skapar en besvärlig källa till EMI. Detta problem kan minimeras genom att hålla nonoverlap -tiden mycket kort (rekommenderas också att minimera snedvridningen av ljudet). Om det omvända återhämtningsbeteendet fortfarande är oacceptabelt, kan Schottky-dioder parallella med transistorns parasitdioder för att avleda strömmarna och förhindra att parasitdioden någonsin slås på. Detta hjälper eftersom metall-semitor-korsningarna hos Schottky-dioder är i sig immun mot omvända återhämtningseffekter.

LC -filter med toroidala induktor kärnor kan minimera vilda fältlinjer till följd av förstärkningsströmmar. Strålningen från de billigaretrummaKärnor kan minskas genom att skydda, en bra kompromiss mellan kostnader och EMI-prestanda-om omsorgen vidtas för att säkerställa att skärmen inte oacceptabelt försämrar induktorens linearitet och ljudkvalitet hos högtalaren.

LC -filterdesign

För att spara på kostnader och kortutrymme är de flesta LC-filter för klass D-förstärkare andra ordning, lågpassdesign. Figur 3 visar den differentiella versionen av ett andra ordning LC-filter. Talaren tjänar till att dämpa kretsens inneboende resonans. Även om högtalarimpedansen ibland är ungefärlig som ett enkelt motstånd, är den faktiska impedansen mer komplex och kan inkludera betydande reaktiva komponenter. För bästa resultat i filterdesign bör man alltid försöka använda en korrekt högtalarmodell.

Ett vanligt val av filterdesign är att sträva efter den lägsta bandbredden för vilkenslokaI filtersvaret med den högsta ljudfrekvensen av intresse minimeras. Ett typiskt filter har 40- kHz Butterworth -svar (för att uppnå ett maximalt platt passband), om Droop på mindre än 1 dB önskas för frekvenser upp till 20 kHz. De nominella komponentvärdena i tabellen ger ungefärligt Butterworth -svar för vanliga högtalarimpedanser och standard L- och C -värden:

Om designen inte inkluderar feedback från högtalaren, kommer THD på högtalaren att vara känslig för linearitet hos LC -filterkomponenterna.

Induktordesignfaktorer:Viktiga faktorer för att utforma eller välja induktorn inkluderar kärnens nuvarande betyg och form och lindningsmotståndet.

Aktuellt betyg: Kärnan som väljs bör ha ett aktuellt betyg över den högsta förväntade förstärkarströmmen. Anledningen är att många induktor kärnor magnetiskt magnetiskt mättas om strömmen överskrider den strömklassificeringsgränsen och flödesdensiteten blir för högresultat i oönskad drastisk minskning av induktansen.

Induktansen bildas genom att linda in en tråd runt kärnan. Om det finns många varv är motståndet förknippat med den totala trådlängden betydande. Eftersom detta motstånd är i serie mellan halvbron och högtalaren kommer en del av utgångseffekten att spridas i den. Om motståndet är för högt, använd tjockare tråd eller ändra kärnan till ett annat material som kräver färre trådvarv för att ge den önskade induktansen.

Slutligen bör det inte glömmas att formen av induktor som används kan påverka EMI, som nämnts ovan.

Systemkostnad

Vilka är de viktiga faktorerna i den totala kostnaden för ett ljudsystem som använder klass D -förstärkare? Hur kan vi minimera kostnaden?

DeaktivKomponenter i klass D -förstärkaren är växlingsutgångssteget och modulatorn. Denna krets kan byggas för ungefär samma kostnad som en analog linjär förstärkare. De verkliga avvägningarna inträffar när man överväger andra komponenter i systemet.

Den lägre spridningen av klass D sparar kostnaden (och utrymmet) för kylningsapparater som kylflänsar eller fläktar. En klass D-integrerad kretsförstärkare kanske kan använda ett mindre och billigare paket än vad som är möjligt för den linjära. När de drivs från en digital ljudkälla kräver analoga linjära förstärkare D\/A -omvandlare (DAC) för att konvertera ljudet till analog form. Detta gäller också för analog-input-klass D-förstärkare, men digitala inputtyper integrerar effektivt DAC-funktionen.

Å andra sidan är den huvudsakliga kostnadsnackdelen för klass D LC -filtret. Komponenterna-särskilt induktorerna-ockuperar kortutrymme och lägger till kostnader. I högeffektförstärkare är den totala systemkostnaden fortfarande konkurrenskraftig, eftersom LC-filterkostnaden kompenseras av stora besparingar i kylningsapparaten. Men i kostnadskänsliga, lågeffektprogram blir induktorkostnaden besvärlig. I extrema fall, såsom billiga förstärkare för mobiltelefoner, kan en förstärkare IC vara billigare än den totala LC -filterkostnaden. Även om den monetära kostnaden ignoreras, kan kortutrymmet ockuperat av LC-filtret vara ett problem i små formfaktorapplikationer.

För att ta itu med dessa problem elimineras LC -filtret ibland helt, för att skapa enfilterfriförstärkare. Detta sparar kostnader och utrymme, men att förlora fördelen med lågpassfiltrering. Utan filtret kan EMI och högfrekventa kraftförstörelse öka oacceptabelt-såvida inte högtalaren är induktiv och hålls mycket nära förstärkaren, nuvarande slingområden är minimala och effektnivån hålls låga. Även om det ofta är möjligt i bärbara applikationer som mobiltelefoner, är det inte genomförbart för system med högre effekt som hemmastereor.

Ett annat tillvägagångssätt är att minimera antalet LC -filterkomponenter som krävs per ljudkanal. Detta kan åstadkommas genom att använda enskilda halvbronutgångssteg, som kräver hälften av antalet LS och CS som behövs för differentiella kretsar med fullbrygg. Men om halvbron kräver bipolära kraftförsörjning, kan kostnaden för att generera den negativa utbudet vara oöverkomliga, såvida inte en negativ leverans redan finns för något annat syfte-eller förstärkaren har tillräckligt med ljudkanaler, för att amortera kostnaden för den negativa utbudet. Alternativt kan halvbron drivas från en enda leverans, men detta minskar utgångseffekten och kräver ofta en stor DC-blockeringskondensator.

Analoga enheter klass D -förstärkare

Alla designutmaningar som just diskuterats kan lägga till ett ganska krävande projekt. För att spara tid för designern erbjuder analoga enheter en mängd olika integrerade kretsar av klass D-förstärkare, och innehåller programmerbara vinstförstärkare, modulatorer och kraftutgångssteg. För att förenkla utvärderingen finns demonstrationskort för varje förstärkartyp för att förenkla utvärderingen. PCB-layouten och faktura-of-materialerna för vart och ett av dessa kort fungerar som en genomförbar referensdesign, vilket hjälper kunder att snabbt utforma arbetande, kostnadseffektiva ljudsystem utan att behöva "uppfinna hjulet" för att lösa de stora klass D-förstärkares designutmaningar.

Tänk till exempel på AD1990, AD1992 och AD 1994- en familj av dubbelförstärkare ICS, riktad mot måttlig kraft stereo eller mono-applikationer som kräver två kanaler med utgång per-kanal av upp till 5-, 10- {{}} W). Här är några egenskaper hos dessa IC: er:

AD1994 Class D Audio Power-förstärkaren kombinerar två programmerbara förstärkare, två Sigma-Delta-modulatorer och två kraftutgångssteg för att driva fulla H-bundna laster i hemmabio-, bil- och PC-ljudapplikationer. Den genererar växlingsvågformer som kan driva stereohögtalare på upp till 25 W per högtalare, eller en enda högtalare till 50 W monofon, med 90% effektivitet. Dess enskilda ingångar appliceras på en programmerbar vinstförstärkare (PGA) med vinster som ställs ut till 0-, 6-, 12- och 18 dB, för att hantera lågnivåer.

The device has integrated protection against output-stage hazards of overheating, overcurrent, and shoot-through current. There are minimal clicks and pops associated with muting, thanks to special timing control, soft start, and dc offset calibration. Specifications include 0.001% THD, 105-dB dynamic range, and >60 DB PSR, med hjälp av analog återkoppling av kontinuerlig tid från växlingsutgångssteget och optimerad utgångsstegport. Dess 1- bit Sigma-delta-modulator är särskilt förbättrad för klass D-applikationen för att uppnå en genomsnittlig datafrekvens på 500 kHz, med hög slingförstärkning till 90% modulering och stabilitet till full modulering. EnfriståendeModulatorläge gör det möjligt att driva externa FET: er för högre utgångseffekt.

Den använder en {{0}} V-leverans för PGA, modulator och digital logik och en högspänningsförsörjning från 8 V till 20 V för växlingsutgångssteget. Den tillhörande referensdesignen uppfyller FCC klass B EMI -krav. När du kör 6 ohm -belastningar med 5- V och 12- V -leveranser, sprids AD1994 -utgångsnivån 487 MW, 710 MW vid 2 × 1- W -utgångsnivån och 0,27 MW i quiescently, 710 MW vid 2 × 1- W utgångsnivån och 0,27 MW i quiescently, 710 MW vid 2 × 1- W utgångsnivån och 0,27 MW i i quiescently, 710 MW vid 2 × 1- W utgångsnivån och 0,27 MW i QUE,avstängningläge. Finns i en 64- Lead LFCSP -paket, det anges från –40 grad till +85 grad

Mer teknisk information om klass D-förstärkare-inklusive implementeringar med BlackFin-processorer kan hittas i det ytterligare läsavsnittet.